逆變器將直流電變換成交流電，給交流負載供電，在太陽能光伏發電、風力發電、燃料電池發電以及蓄電池應用等新能源供電場合具有至關重要的地位。

降壓型（電壓型）逆變器具有降壓特性，其直流側輸入電壓必須高于交流側輸出電壓峰值，其技術已經十分成熟，被業界廣泛采用。

相比較于降壓型逆變器，升壓型（電流型）逆變器的直流側輸入電壓低于交流側輸出電壓峰值，具有過載或短路時可靠性高、輸出容量大等特點，并且升壓型逆變器以電感作為儲能元件，系統壽命要比以電解電容作為儲能元件的降壓型逆變器更長，在以光伏為輸入源的場合下可通過控制輸入側儲能電感電流，方便實現從弱光能至強光能全過程的利用。

近年來，升壓型逆變器引起了人們的關注，但傳統單級單相升壓型逆變器存在著固有缺陷，對此國內外學者展開了研究工作。

1 傳統單級單相升壓型逆變器固有缺陷分析

傳統單級單相升壓型逆變器電路拓撲如圖1所示。圖中輸入側串有儲能電感L，4個與二極管串聯的功率開關管構成逆變橋，逆變橋后接輸出濾波電容Co與負載ZL，其直流側輸入電壓Ui小于交流側輸出電壓uo的峰值。

每個高頻周期內電路僅存在兩個模態，以uo＞0為例，存在著S1、S3導通和S2、S4關斷的充磁模態以及S1、S4導通和S2、S3關斷的饋能模態。該工作方式下，在|uo|＞Ui的區間里能夠滿足Boost變換器的工作規律，然而在|uo|＜Ui的區間里，電路無論處于充磁模態還是饋能模態，儲能電感電流iL都在增大，儲能電感L無法正常去磁，因此存在著輸出波形畸變嚴重且電感易飽和的固有缺陷。

圖1 傳統單級單相升壓型逆變器電路拓撲

2 基于傳統電路拓撲的單級單相升壓型逆變器改進控制策略

有相關研究就圖1所示的傳統單級單相升壓型逆變器提出了改進控制策略。

2.1 主動式非線性調制控制策略

有學者提出了一種降低輸出側低次諧波的主動式非線性調制技術，提取直流側儲能電感電流的交直流分量、結合并網電流基準進行運算，從而獲得抑制并網電流低次諧波的非線性脈沖寬度調制（pulse width modulation, PWM）信號，該控制策略下1kVA 80V DC/220V 50Hz AC的并網逆變器樣機輸出電流波形總諧波失真（total harmonic distortion, THD）為4.42%。

實驗結果證實，與傳統正弦脈沖寬度調制（sinusoidal pulse width modulation, SPWM）控制策略相比該控制策略較好地抑制了并網電流的三次諧波，但未報道其變換效率，且儲能電感較大，為21mH。

2.2 無源性控制策略

有學者提出一種無源性控制：基于對逆變器動態模型的分析，設置合適的阻尼系數，將閉環系統的能量函數整定成所期望的能量函數，從而得出占空比的表達式是一個含有負載電阻值的函數，因此，控制的實現還需要對負載電阻阻值進行預估。

該控制策略下225W 48V DC/106V 50Hz AC的逆變器樣機輸出電壓波形THD為1.64%，但未報道其變換效率，且儲能電感仍然較大，為10mH。

2.3 分段式控制策略

有學者提出了一種分段式控制策略：在升壓階段，電路工作在雙環控制模式，即輸出電壓外環和電感電流內環的雙環比例積分（proportional- integral, PI）補償控制：外環輸出電壓與參考電壓的誤差信號經過PI補償之后作為內環電感電流參考，再將電感電流與該參考的誤差經PI補償獲得調制信號，最后調制信號與載波交截得到占空比；在降壓階段，電路一直工作于饋能模態。

該控制策略下，300W 24V DC/127V 50Hz AC的逆變器樣機輸出電壓波形THD為6.5%，滿載時變換效率為82%，儲能電感為0.1mH。

實驗數據表明，該方案有效降低了儲能電感值，但輸出電壓波形THD和變換效率還不夠理想。該實驗使用逆阻型IGBT進行，逆變橋側無串聯阻斷二極管。

2.4 改進式載波調制控制策略

有學者提出了改進式載波調制的控制策略：將電感電流值與固定的三角波峰值相乘，相乘所得數值作為三角載波的峰值，由于電感電流帶有二次分量，所得載波波形包絡線呈二倍頻狀，當電感電流變化時，載波峰值變化，從而適時地調制占空比，抑制了輸入電流的脈動。

電路采用電流外環、電壓內環的控制方法，為了在不增加損耗的前提下減小并網電流的畸變，引入了虛擬阻尼技術。該控制策略下，儲能電感量為16mH。

該文還給出了250W 40V DC/70V 50Hz AC的逆變器樣機實驗數據，在輸出功率200W時，并網電流波形THD為4.78%，變換效率為88%。該方案能夠獲得較為平穩的輸入電流，并且抑制了并網電流的三次諧波。該實驗使用逆阻型IGBT進行，逆變橋側無串聯阻斷二極管。

3 新穎的單級單相升壓型逆變器電路拓撲及其控制策略（略）

3.1 由兩個Buck-Boost電路組成的逆變器

有學者提出的電路拓撲如圖2所示，該電路由兩個Buck-Boost電路組成，每個工頻半周內對應其中一個Buck-Boost電路在工作。

圖2 由兩個Buck-Boost電路組成的逆變器電路拓撲

該方案需要確定SPWM的調制比M的臨界值以及儲能電感LBB的電感量臨界值，將電路設計為非連續導通模式（discontinuous conduction mode, DCM）運行方式。以正半周為例：SWp1被高頻調制，SWp2保持導通，SWn1與SWn2保持關斷。

每個高頻周期存在3個模態：①SWp1導通時電源向電感儲能；②SWp1斷開，VDp導通，電感向輸出側饋能；③SWp1斷開，VDp截止，電感電流降為零。

該方案中，電感向輸出側饋能的模態是以儲能電感LBB、VDp、輸出側、SWp2構成回路進行的，并且電感電流斷續，實現了逆變電路中過零附近的降壓。

該方案需要兩個儲能電感，每個儲能電感量為0.22mH。該文還給出了300W 85V DC/106V AC的逆變器樣機實驗數據，在輸出功率達到200W時，并網電流波形THD為6%左右，效率為80%左右，THD和變換效率都不夠理想。

3.2 組合式電流型逆變器

有學者所提出的組合式電流型逆變器電路拓撲如圖3所示。

圖3 組合式電流型逆變器電路拓撲

該方案增設了與輸入源串聯的開關管Sp和與輸入源并聯的續流二極管VD5?？刂浦性O定儲能電感電流參考與逆變器輸出電壓參考，將儲能電感電流iL和輸出電壓uo分別與它們的參考進行比較，以決定控制邏輯狀態量，從而決定電路的工作模態。

在儲能電感電流低于其參考時，電路工作在Sp閉合、橋臂直通（S1與S3閉合或S2與S4閉合）的充磁模態。在儲能電感電流高于其參考時，電路工作在Sp斷開、儲能電感L通過續流二極管VD5與負載進行能量傳遞的模態。

該方案使用的儲能電感量為0.3mH。文中還給出了180W 48V DC/110V 50Hz AC的逆變器樣機實驗數據，滿載時輸出電壓波形THD為3.87%，效率僅有78%。在該控制策略下，輸出電壓能較好地跟蹤其參考，儲能電感電流連續并圍繞其參考上下波動。

3.3 具有雙橋臂儲能電感的逆變器

有學者提出的具有雙橋臂儲能電感的升壓型逆變器電路拓撲如圖4所示。圖中兩個橋臂直通路徑上都存在一個儲能電感（L1、L2），并且每個儲能電感都有一個續流二極管（VD1、VD2）與之并聯。

圖4 具有雙橋臂儲能電感的逆變器電路拓撲

該方案通過分別對儲能電感電流與輸出濾波電容電壓進行控制，從而間接地實現對光伏輸入側電壓Upv與并網電流ig的控制。其中儲能電感電流參考由最大功率點跟蹤（maximum power point tracking, MPPT）算法得出，輸出濾波電容Cf的電壓參考由并網電流ig與其參考的誤差經過比例諧振（pro- portional resonant, PR）控制器得出。

該方案使用了兩個儲能電感，單個儲能電感量為0.36mH。該文還給出了500W 60V DC/127V 60Hz AC的逆變器樣機實驗數據，在輸出功率達到223W時效率達到最大，為93%，在額定工況下，并網電流波形THD達到4.49%。在該控制策略下，每個工頻半周中只有一個儲能電感在進行充放電，每個儲能電感電流圍繞其參考上下波動。

3.4 具有儲能電感電流限定的非線性PWM單周期控制逆變器

有學者提出的電路拓撲如圖5所示，在儲能電感L兩端增設了二極管VD0與開關管S0。該方案采用了具有儲能電感電流限定的非線性PWM單周期控制逆變方案，能夠適時地調整每個高頻周期的饋能占空比，從而保證輸出電流波形質量。

圖5 具有儲能電感電流限定的非線性PWM單周期控制逆變器電路拓撲

該方案使用的儲能電感量為1mH。該文還給出了1kW 110V DC/220V 50Hz AC的逆變器樣機實驗數據，在額定工況時，并網電流波形THD為1.87%，變換效率達到87.1%。

3.5 輸入側串入并聯諧振器的逆變器

有學者提出的電路拓撲如圖6所示。在輸入側串上一個并聯諧振器，該并聯諧振器對二次、四次低頻電流呈現很大的阻抗，有效地抑制了輸入側低頻電流諧波，使得輸入側電感電流較為平穩，進而緩解了降壓階段存在的問題。

圖6 輸入側串入并聯諧振器的逆變器電路拓撲

在控制策略上采用含PR調節器的電壓電流雙環控制，檢測輸出濾波電容電壓與并網電流，經過PR調節器生成調制信號。

該方案使用的儲能電感量L為5mH，并聯諧振器中的兩個電感量L1、L2分別為5mH、10mH。該文設計了500W 80V DC/110V 50Hz AC的逆變器樣機，并提到在額定工況時并網電流波形THD為2%，雖未給出變換效率，但本文提供了電網電壓約為55V/50Hz、輸出功率約為80W的實驗波形。

3.6 具有有源緩沖功能的逆變器

有學者提出的電路拓撲如圖7所示。在傳統電路中加入了一個有源緩沖電路，緩沖電路由開關管S0、二極管VD1和VD2、緩沖電容Cc構成，并且在逆變橋側無需與開關管串聯阻斷二極管。當輸入功率大于輸出側瞬時功率時，電感能量通過VD1、VD2存儲在緩沖電容Cc上；當輸入功率小于輸出側瞬時功率時，緩沖電容Cc通過逆變橋和S0將所存儲的能量進行釋放，從而解決了降壓階段電感無法去磁的問題。

圖7 具有有源緩沖功能的逆變器電路拓撲

在電路正常運行時，緩沖電容上的電壓被控制為大于電網電壓峰值，在假定輸入電流IIN連續的前提下，根據數學關系，推導出當緩沖電路能夠緩沖二倍頻功率脈動時，緩沖電容Cc上的電壓與電流的數學表達式；再結合電路的狀態方程，得到各個模態的對應占空比。

該方案使用的儲能電感量為1mH。該文還給出了400W 70V DC/100V 50Hz AC的逆變器樣機實驗數據，在額定工況下，并網電流波形THD達到4.24%，變換效率為94.5%。在較好地實現了升壓逆變功能的同時，還實現了有源緩沖功能，獲得了平穩的輸入電流。

4 結論

1）單級單相升壓型逆變技術的主要難點在于：在一個輸出側交流電壓周期內逆變器既要實現升壓又要實現降壓。在傳統電路拓撲中，由于只存在兩個電路模態，所以即使采用了改進控制策略方案，也仍不能從根本上解決降壓階段所存在的固有缺陷，并且儲能電感量較大。

在傳統電路拓撲的基礎上，巧妙地引入合適的元件，以構造更加靈活的能量流動路徑、將儲能電感電流控制為合理的狀態是該項技術的關鍵。本文所述各方案對比見表1。相比較基于傳統電路拓撲的改進控制策略方案，采用新穎電路拓撲的方案效果更優。

表1 單級單相升壓逆變方案對比

2）在逆變系統中，輸入側直流源（例如蓄電池、光伏板等）往往以若干塊組件串聯的形式獲得其預定的輸入電壓值，其升壓特性能夠有效地降低直流側輸入電壓等級，進而減小直流源裝置的體積，能夠適應于更廣泛的場合，具有良好的應用前景，但國內外就單級單相升壓型逆變技術所展開的研究較少，亟需學者投入其中。